多天线技术基础原理

在我粗浅的理解看来，多天线技术包括了MIMO（空分复用，相应有空间分集），beamforming(波束赋形)，SDMA（空分多址），预编码等，本文先对基本原理做一个阐述，深入研读看后期。

MIMO基本原理

Spatial Multiplexing 空分复用

设发送端有 $i$ 根发射天线发送信号 $X_i$ ，接收端有 $j$ 根接收天线接收信号 $Y_i$ 。信号在经过信道传输时，会经历幅度衰减或相位旋转，相当于 $Y_i = H_i \cdot X_i. H_i$ 代表信道系数。 $H_i$ 从何而来呢？参考信号RS。各种功能的RS根据协议的规定有规律地分布在天线端口承载的资源网格上，通过RS解出信道系数矩阵 H，接收端即可通过 Y, H，恢复 X。

根据线代基础知识，线性方程组有唯一解的一种条件是系数矩阵满秩。故当收发天线各有2个时，须RI(H)=2；当各有 4 个（4 x 4 MIMO），须RI(H)=4。然而，协议规定一个用户只有2个code word，即只能传送两条流的数据，为了匹配4个port的数据量，需要把2条流映射成4个Layer，即所谓的层映射；当收发天线数不一致，则相当于 $x$ x $x$ MIMO， $x=min\{i_{max},j_{max}\}$

Spatial Diversity 空间分集

空分复用可以视作分割空间资源区别不同的用户数据，空间分集可以视作分割空间资源传输相同用户的数据，以获得更高的增益，每个天线传输的数据用正交覆盖码区分。最简单例子：发送天线 2 根，RI(H)=1。

目前针对MIMO技术的研究主要有两个方面：空间分集增益和空间复用增益。前者可提高系统数据传输质量，降低误码率，实现系统可靠性；后者可提高数据传输速率，实现系统有效性。
空间分集增益主要利用空时编码思想，基于分级发散的时空码有空时格码（STTC，Space-Time Trellis Code）和空时块码（STBC: Space-Time Block Code）。基于正交设计的STBC虽性能略低于前者，但能获得收发天线的全部分集，能克服其复杂译码问题，简化接收机结构。
空间复用增益利用系统多径传播效应。层空时码（BLAST）采用一维方法对多维空间信号进行处理，降低了译码复杂度。根据映射方式不同，分三种编码结构：垂直分层时空码（V-BLAST），对角分层空时编码（D-BLAST），水平分层空时码（H-BLAST）。

MIMO-OFDM 系统信息处理 $\quad$ (文献阅读笔记)

OFDM-MIMO系统中，在发射端，输入数据经调制映射、串并转换输出N个并行的数据子流，对每个数据子流进行空时编码分配到不同天线上，使编码后的数据成为N路天线的输出结果，进行IFFT调制成 OFDM 符号，完成时频转换。
在接收端，过程相反：M根天线接收信号 —> 放大、变频、滤波等得模拟接收信号 —> 并串转换、去循环前缀CP、FFT解调 —> OFDM 信号
MIMO-OFDM 系统结构框图
如图所示，在发射端，串并转换后得到发射信号 $X_n, X_n=\{X_n(0), ..., X_n(k),..., X_n(N_c-1)\}^T, X_n(k)$ 表示子载波 $k$ 的第 $n$ 根发射天线发射的 OFDM 符号，子载波数为 $N_c$ 。故：
对于N根天线发射的OFDM符号：
$X_n=\{X_n(0), ..., X_n(k),..., X_n(N_c-1)\}^T$
对其进行 IFFT调制后，时域发射信号:
$x_n(k)=F^HX_n(k)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N_c-1}{\sum}}X_n(k)e^{\frac{-j2nk\pi}{N}}$

在接收端，第 $p$ 根天线，去除CP及FFT调制后的频域接收信号：
$Y_p(k)=F^HX_n(k)=\underset{n=1}{\overset{M}{\sum}}H_{np}(k)X_n(k)+Z_n(k)$
where： $Z_n(k)$ 为方差 $\sigma_n^2$ 的高斯白噪声， $H_{np}(k)$ 为第 $n$ 根发射天线与第 $p$ 根接收天线间在第 $k$ 个子载波处的信道频域响应：
$H_{np}(k)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\sum}}h_{np}(l)e^\frac{-2nk\pi}{N}$
where: $h_{np}$ 表示第 $n$ 根发射天线与第 $p$ 根接收天线间在第 $k$ 个子载波处的冲激响应， $L$ 为信道路径数；
设系统中CP长度大于最大多径时延，即 ISI可以近似忽略，只考虑子载波 $k$ 和 $q$ 之间的多普勒频移干扰，则FFT后：
$Y_p(k)=\underset{n=1}{\overset{N}{\sum}}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\sum}}H_{np}(k-q)X_n(q)+Z_n(k)$
由DSP信号处理基础知识可知，在信号的冲激响应最大时刻能提取最有效的信号，故上式可整合为：
$Y_p(k)=H_{np}(k,k)X_n(k)+\underset{n=1}{\overset{M}{\sum}}\underset{q=0,q\neq k}{\overset{N_c-1}{\sum}}H_{np}(k,q)X_n(q)+Z_n(k)$
$H$ 为 $N_c \cdot N_c$ 的信道矩阵。其对角元素和非对角元素分别代表有效信号和干扰信号：
所有M根接收天线接收的信号可表示为：
$\\ \begin {pmatrix} H_{11} & H_{12} & .... & H_{1N} \\ H_{21} & H_{22} & .... & H_{2N} \\ ... & ... & .... & ... \\ H_{M1} & H_{M2} & .... & H_{MN} \\ \end {pmatrix}$

Beamforming基本原理

假设天线与天线之间的距离为d, 无线电波的波长为λ （可由λ = c/f算出，f是无线电波的中心频率，c为光速）。如下图所示，可以计算出相邻两个天线的相位差为：Δ Φ = 2 π * dcos(α)/ λ，即波束到不同天线的距离差dcos(α)与波长λ的比值，再乘以2 π。于是，在天线上发送的信号，只要预先乘上一个复数消除掉这个相位差，就相当于把增强区域对准了α角度。
这个预先乘上的复数有两种获取方法，一种是基站根据上行收到的用户的信号来计算（传统做法，可用于TD-SCDMA，以及LTE TDD的TM7和TM8两种传输模式）。第二种方法，是UE根据收到的下行信号来告诉基站（对应LTE TDD release10中TM9传输模式）。

spatial multiplexing要求port与port之间的相关性很小（信道矩阵H的秩等于port数），而这里的赋形要求天线之间的相关性很大（即需要信号从多根发送天线到接收天线都走相同的路径）。

TM9的赋形系数是由UE算出来告诉基站的。为了让UE计算出赋形系数，36.211 R10的协议里规定CSI RS在port #15到Port #22上全带宽发送。其他port上的PDSCH数据可以跳过这些RS（如果终端支持这种模式的情况下），也可以让这些RS覆盖其他port的数据（相当于引入错误数据，通过纠错码消除）。

对 LTE “层”（layer）的理解

LTE中，空间维度的时频资源通过“层”来描述，用MIMO实现。
一层对应一条有效数据流，映射到逻辑上的“天线端口(antenna port)”上：每个天线端口对应一个时频资源网格，并由参考信号描述。
对1 个或 2 个码字进行加扰（scrambling）和调制（modulation）之后得到的复数符号（调制符号）进行层映射（layer mapping，见 36.211 的 6.3.3 节）后，会映射到一个或多个传输层（transmission layer，通常也称为 layer）。
传输层的个数，即层数被称为“传输阶”或“传输秩（rank）”。传输秩是可以动态变化的。
层数必须小于或等于发射天线端口个数和接收天线端口个数二者的最小值，即“层数 ≤ min(发射天线端口数，接收天线端口数)”。
如果不进行空间维度的复用，即不使用空分复用，则在相同的时频资源上，只存在单层，同时只能传输一条数据流。而如果进行空间维度的复用，即使用空分复用，则在相同的时频资源上，可同时存在多层，同时传输多条数据流，这样频谱的利用率更高，吞吐量也越高。
空分复用在很大程度上依赖良好的信道估计，以在接收端抑制不同层间的干扰。故为了降低对一个天线端口上的参考信号的干扰，对参考信号有如下规定：
- 每个天线端口上，被小区特定的参考信号占据的 RE 都不能用于其它传输；
- UE 特定的参考信号则不同，DMRS在 2 个天线端口上使用相同的 RE 来传输，并通过正交覆盖码（Orthogonal Cover Code，OCC）进行区分。
- 除了 OCC，还可以将一个伪随机序列应用到参考信号上，对于同一个 UE 的 2 个参考信号来说，这个序列是相同的（该伪随机序列与相关），因此不影响正交性。但是如果使用 MU-MIMO，不同的 UE 可以使用不同的伪随机序列（分配不同的），以区分不同 UE 在同一 RB上的传输。

层映射 (layer mapping)

单天线端口传输：只有 1 个 codeword，只使用 1 层，codeword 直接映射到层上（见 36.211 的6.3.3.1 节）；
传输分集：只有 1 个 codeword，使用 2 或 4 天线端口传输，分别对应 2 层或 4 层（但依然认为rank = 1）。该 codeword 的所有调制符号按照轮询（round-robin）的方式逐一分布在不同的层上（见 36.211 的 6.3.3.3 节）；
空分复用：可能有 1 个或 2 个 codeword，可以被映射到 1~8 层。其层映射过程参见 36.211 的6.3.3.2 节。
在 Rel-8 中，UE 特定的参考信号 CRS 只能用于单层传输（TM 7），即不支持空分复用，每个 UE 至多只有一个 UE 特定的参考信号。
在 Rel-9 中，基于 UE 特定的参考信号的传输扩展到支持至多 2 层传输（TM 8），对应同时传输至多 2 个参考信号，每层各一个。
在 Rel-10 中，基于 UE 特定的参考信号的传输扩展到支持至多 8 层传输（TM 9），对应同时传输至多 8 个参考信号。
在 Rel-9 中，UE 特定的参考信号的结构并不是直接扩展自 Rel-8 中定义的 UE 特定的参考信号，而是重新定义了一个结构，以支持单层和双层传输。而在 Rel-10 中，直接扩展自 Rel-9 中定义的结构，就可支持至多 8 层的传输。
Rel-8 中定义的 UE 特定的参考信号只用于 TM 7，并只在天线端口 5（port 5）上传输。同一小
区的不同 UE 对应的 UE 特定的参考信号位于不同的频域资源上，彼此之间互不干扰，处理起来也
比较简单。
Rel-9 中定义的 TM 8 支持至多 2 层传输，并使用天线端口 7~ 8。其 DCI format 2B 中有一个 1 比
特的“Scrambling identity”字段用于指定只用于 port 7 和 port 8 的加扰 ID： $n_{SCID}$ 。
- 如果2 个 TB 都使能，则使用的层数为 2（即 port 7 和 8 都被用于空分复用）；
- 如果只使能了 1 个 TB，则使用的层数为 1（只能使用 port 7 或 8 中的一个），此时 UE 使用哪个天线端口与去使能的那个TB 对应的“New data indicator”字段相关。
- TM 8/9 中，一个小区只定义了 2 个 UE 特定的参考信号序列，并通过进行区分（对于一个小区，PCI 固定，同一子帧的子帧号相同）。使得非正交的 UE 特定的参考信号的复用成为可能，例如，每个 UE 至多分配 2 层传输的 MU-MIMO。
- Rel-9 中支持至多 2 层传输（TM 8，使用 port 7 和 port 8）的 DMRS 在一个 RB pair 内的结构。
- 从 MAC 层发往物理层的数据是以传输（Transport Block，TB）的形式组织的。UE 需要确定TB 中包含了多少数据，即确定 TB size。但协议中在计算 TB size 时，却不存在 1 个 TB 映射到多于 4 层的情况。(一个UE至多占用2个码字) 这是因为 UE 使用多于 4 层进行传输时，必定存在 2 个 TB，每个 TB 映射到少于或等于 4层上（从 36.211 的 Table 6.3.3.2-1 上可以看出）。这也从另一个方面说明了，每个 TB 的 TB size 是独立计算的。
- 假设小区使用 2×2（或 4×2）天线传输，则 UE 支持至多 2 层传输，在使用空分复用的情况下，
  传输 2 个 TB，每个 TB 对应 1 层
- 假设小区使用 4×4 天线传输，则 UE 支持至多 4 层传输，在使用空分复用的情况下，传输 2 个
  TB，每个 TB 对应 2 层。
  
  可见，当码字数和层数都为1时，直接映射；一个码字映射到两层时，码字的奇数位置上的比特被映射到第一层，偶数位置比特映射到第二层。

经过层映射后，每层所包含的调制符号数是相同的，并等于在每个天线端口上发送的调制符号
（symbol）数。
在 Rel-10 中，引入的 TM 9 至多支持 8 层传输，其层映射方式与前面的介绍类似。不同之处在于：（1）1 个 TB 可以映射到至多 4 层上；（2）在使用的层数大于 4 时，必定存在 2 个 TB；（3）对于 HARQ 重传，如果 2 个 TB 中只有其中 1 个需要重传，则该 TB 在初传时映射到几层，其重传也会映射到几层。

可以将码字到层的映射可以看做是把一个码字等分成 N 份，每份放入独立的 1 层的过程。这里的 N 等于一个码字需要映射到的层数。

TB、码字、传输层、天线端口之间的关系为：TB 数 = 码字数 ≤ 层数 ≤ 天线端口

预编码

预编码（precoding）是使用预编码矩阵将层（layer）映射到天线端口（antenna port）的过程。
预编码矩阵是 R×P 的矩阵，其中 R 为传输秩，即使用的传输层数，P 为天线端口的个数。

预编码和波束赋形的关系

digital beamforming是一回事，利用一个precoding matrix 来让Tx side可以同时同频发送多个不一样的平行数据流，从而提高throughput。
analog beamforming是利用一个precoding vector 来改变Tx side传输信号的相位，从而可以发射"指向性"的信号，但同时同频只能发送一个数据流，这样做的目的是令信号传播的有directivity从而集中传输功率在一个特定的方向(比如Rx所在方向)减少能量损耗(尤其对millimeter wave更有意义，因为传播距离短)并且降低对其他方向的能量传输从而减小对其他User的interference。一般把analog beamforming叫 beamforming。
大量的天线配置叫Massive MIMO。
（https://www.zhihu.com/question/66799258/answer/389995152）

所谓的预编码或是波束赋形，从来没有过严格的定义和界限。两者都是通过天线阵列的加权处理，产生具有特定空域分布特性的信号的过程。

毫米波

5G为什么要用毫米波？

协议规定。根据3GPP 38.101协议的规定，5G NR主要使用两段频率：FR1频段和FR2频段。FR1频段的频率范围是450MHz——6GHz，又叫sub 6GHz频段；FR2频段的频率范围是24.25GHz——52.6GHz，人们通常叫它毫米波（mmWave）。严格来说，毫米波（mmWave）只能指EHF频段，即频率范围是30GHz——300GHz的电磁波。因为30GHz电磁波的波长是10毫米，300GHz电磁波的波长是1毫米。24.25GHz电磁波的波长是12.37毫米，可以叫它毫米波，也可以叫它厘米波。
毫米波优势：大带宽和高速率。基于sub 6GHz频段的4G LTE蜂窝系统可以使用的最大带宽是100MHz，数据速率不超过1Gbps。而在毫米波频段，移动应用可以使用的最大带宽是400MHz，数据速率高达10Gbps甚至更多。

毫米波特点

大带宽，高速率
传播距离短。
- 在发射功率不变的情况下，波长越短，传播距离越短。在很多场景下，这个限制会导致毫米波的传播距离超不过10米。根据理想化的自由空间传播损耗公式，传播损耗L=92.4+20log(f)+20log®，其中f是单位为GHz的频率，R是单位为公里的距离，而L的单位是dB。一个70GHz的毫米波传播10米远之后，损耗就达到了89.3dB。而在非理想的传播条件下，传播损耗还要大得多。毫米波系统的开发者必须通过提高发射功率、提高天线增益、提高接收灵敏度等方法来补偿这么大的传播损耗。
- 它能够减少毫米波信号之间的干扰。毫米波系统使用的高增益天线同时具有较好的方向性，这也进一步消除了干扰。这样的窄波束天线既提高了功率，又扩大了覆盖范围，同时增强了安全性，降低了信号被截听的概率。
“高频率”这个限制因素会减少天线的尺寸。在同样的空间里，我们可以塞入越来越多的高频段天线。基于这个事实，我们就可以通过增加天线数量来补偿高频路径损耗，而又不会增加天线阵列的尺寸。这让在5G毫米波系统中使用massive MIMO技术成为可能。

为了适应毫米波的大带宽特征，5G定义了多个子载波间隔，其中较大的子载波间隔（60KHz和120KHz）就是专门为毫米波设计的。massive MIMO技术也是为毫米波而量身定制。

来自网站 https://www.txrjy.com/thread-1032234-1-1.html

原文链接：https://blog.csdn.net/weixin_42800817/article/details/117946754